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摘 要： 摘要：提出了一種應(yīng)用于電動汽車一體化充電系統(tǒng)中的單相PWM整流有源濾波的控制方法，以抑制充電中單相整流電路的直流電壓二次紋波。在單相電網(wǎng)電壓充電時，這種控制方法能通過控制電機驅(qū)動器電路，復(fù)用其中的兩相同時進行單相整流和有源濾波，在實現(xiàn)整流器單
摘要：提出了一種應(yīng)用于電動汽車一體化充電系統(tǒng)中的單相PWM整流有源濾波的控制方法，以抑制充電中單相整流電路的直流電壓二次紋波。在單相電網(wǎng)電壓充電時，這種控制方法能通過控制電機驅(qū)動器電路，復(fù)用其中的兩相同時進行單相整流和有源濾波，在實現(xiàn)整流器單位功率因數(shù)運行、穩(wěn)定輸出直流電壓的同時，減小直流側(cè)電壓的二次紋波，減小網(wǎng)側(cè)輸入電流的總諧波畸變率。對單相整流直流側(cè)電壓二次紋波的產(chǎn)生機理、有源濾波電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、單相整流和有源濾波的控制原理和方法進行了詳細(xì)地分析。最后搭建輸入電壓峰值110V，輸出直流電壓220V，負(fù)載等效電阻100Ω的仿真模型，通過仿真和實驗結(jié)果驗證了所提控制方法的可行性。
關(guān)鍵詞：單相PWM整流;二次紋波抑制;網(wǎng)側(cè)電流畸變;電動汽車一體化充電系統(tǒng)
近年來，隨著化石燃料減少等能源危機的出現(xiàn)和大氣污染等環(huán)境問題的加劇，使用新能源的分布式發(fā)電得到了越來越多的應(yīng)用[1-3]。其中，小容量分布式電源構(gòu)成的微網(wǎng)，由于其能源利用率高、安裝方便靈活等優(yōu)勢獲得了更多的關(guān)注[4-7]。
直流微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。在直流微電網(wǎng)中，電動汽車作為一種常見用戶[8-9]，其充電系統(tǒng)的相關(guān)研究受到了廣泛的關(guān)注[10]。其中單相PWM整流器由于其高效率、小體積、低成本和高可靠性的優(yōu)點，在電動汽車充電系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用[11-13]。而當(dāng)直接接入交流單相電網(wǎng)時，電動汽車通過使用一體化充電系統(tǒng)，使單相整流器由電動汽車電機驅(qū)動器復(fù)用得到。但單相整流器工作時，其直流母線上產(chǎn)生的電壓二次紋波會給充電系統(tǒng)帶來諸多危害[14]。
電動汽車使用單相電網(wǎng)給動力電池充電時，直流充電電壓的二次紋波會使電池發(fā)熱，降低充電效率并損害電池壽命[15]，也相應(yīng)的會影響充電時電動汽車上散熱風(fēng)扇、空調(diào)等電機驅(qū)動系統(tǒng)的性能[16-18]。而在網(wǎng)側(cè)，由于直流側(cè)二次紋波經(jīng)控制系統(tǒng)負(fù)反饋進入控制環(huán)中，網(wǎng)側(cè)電流會相應(yīng)產(chǎn)生畸變，影響網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量。由于以上問題，電動汽車充電系統(tǒng)中，單相PWM整流直流側(cè)電壓二次紋波抑制已逐漸成為國內(nèi)外學(xué)者的研究熱點。
由于無源濾波存在體積大、功率密度低等缺點[19-20]，在實際應(yīng)用中一般選用有源濾波方式來抑制直流側(cè)電壓的二次紋波。文獻[21-22]在傳統(tǒng)控制方法的基礎(chǔ)上進行了改進，避免了傳統(tǒng)有源濾波控制方案的諧振問題。文獻[8]對一種已有的有源濾波拓?fù)涮岢隽诵碌目刂品椒ǎ@種控制方法需要在三相輸入都有電感時才能夠適用。文獻[23]僅使用1個H橋，同時使用2個電容對稱連接在交流電源兩端，此時2個半橋均復(fù)用做PWM整流和有源濾波，這種方法會使得開關(guān)管的電流應(yīng)力大于單相PWM整流時的電流應(yīng)力。
本文提出了一種可應(yīng)用于電動汽車一體化充電系統(tǒng)中的單相整流有源濾波方法。這種方法使用電機驅(qū)動器的三相半橋作為整流器用于單相整流。通過采用所提出的控制方法，在實現(xiàn)輸入電流跟隨電網(wǎng)電壓正弦變化、功率因數(shù)接近于1、電流總諧波畸變率(totalharmonicdistortion，THD)相較不使用有源濾波可得到改善的同時，能得到穩(wěn)定的直流輸出電壓且電壓二次紋波明顯減小。而通過復(fù)用2個半橋，相較于傳統(tǒng)有源濾波拓?fù)洌蛇M一步簡化電路并降低充電器成本。本文首先分析了單相PWM整流的直流電壓二次紋波的產(chǎn)生機理及有源濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu);然后就所提出的有源濾波控制方法的運行原理進行分析和推導(dǎo);最后進行仿真模型的搭建，結(jié)果分析驗證所提方法的正確性和有效性。
1有源濾波拓?fù)渫茖?dǎo)及原理分析
1.1單相整流直流側(cè)電壓二次紋波產(chǎn)生機理
傳統(tǒng)的單相PWM整流器拓?fù)淙鐖D2所示。
1.2單相整流有源濾波拓?fù)渫茖?dǎo)
電動汽車一體化充電系統(tǒng)工作原理如圖3所示。
由圖3可知，電動汽車驅(qū)動器由A，B，C3個半橋組成，且不同模式下各半橋的工作情況各有不同。但如前文分析，在單相整流模式工作時，整流器直流側(cè)會產(chǎn)生二次紋波，因而需要進一步改進單相充電時的整流器拓?fù)浼跋鄳?yīng)控制結(jié)構(gòu)。
傳統(tǒng)的單相整流有源濾拓?fù)淙鐖D4所示。在傳統(tǒng)的有源濾波電路中，A，B半橋用于單相PWM整流，從而使輸入電流能跟隨輸入電壓正弦變化，功率因數(shù)接近為1，同時輸出穩(wěn)定的直流電壓;C，D半橋用于直流輸出電壓的二次紋波抑制，通過控制C，D兩橋，使電容C1中儲存的能量變化，當(dāng)滿足式(8)時，即可實現(xiàn)輸出電壓的二次紋波抑制。
本文使用的有源濾波拓?fù)鋵D3中的B，C兩相合并。合并后的B相同時要用于單相PWM整流和直流電壓二次紋波抑制。此拓?fù)漭^傳統(tǒng)方法減少了一個橋臂，在硬件成本降低的同時，減少了開關(guān)管的開關(guān)損耗，提高了變換器的效率和穩(wěn)定性。對圖4中的拓?fù)溥M行簡化，合并中間2個半橋，得到如圖5所示的拓?fù)洌珹相僅用于單相PWM整流;B，C兩相均復(fù)用于單相PWM整流和有源濾波。
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本文采用的有源濾波拓?fù)淇煽醋魇窃谌郟WM整流系統(tǒng)的基礎(chǔ)上，加入1個儲能電容，但不同的是，在三相PWM整流器中，三相電網(wǎng)電源對稱且均能輸入有功功率;而在此有源濾波電路中，只有一相能輸入有功功率。本文所提出的控制方法通過控制濾波電容C1的電壓，可使無功功率被電容吸收，從而達(dá)到抑制直流側(cè)二次紋波的目的。
2有源濾波拓?fù)淇刂撇呗?/p>
2.1單相整流控制策略
如上所述，拓?fù)淇煞譃閮刹糠郑磫蜗郟WM整流和直流側(cè)二次紋波抑制兩部分，控制方法也對應(yīng)為整流和二次紋波抑制兩部分。
圖7中電壓環(huán)通過PI調(diào)節(jié)直流電壓與直流給定電壓的差值為0，從而實現(xiàn)穩(wěn)定的直流電壓輸出。電壓環(huán)PI輸出1個電流給定幅值，通過乘以經(jīng)鎖相環(huán)得到的、與電網(wǎng)輸入電壓相位相同的幅值為1的相位量，得到交流輸入電流的給定值，即isref。電流環(huán)采用準(zhǔn)比例諧振(proportionalreso⁃nant，PR)控制器，利用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)器對特定頻率交流信號的高增益，可實現(xiàn)輸入交流電流跟隨給定值，且無穩(wěn)態(tài)誤差，從而實現(xiàn)輸入側(cè)功率因數(shù)接近于1。
在控制環(huán)中，使用電壓電流環(huán)控制，以達(dá)到良好的控制效果。
3仿真與實驗結(jié)果分析
在所提出的單相PWM整流的直流側(cè)二次紋波抑制控制方法仿真中，使用的是理想開關(guān)器件，其余參數(shù)設(shè)計如下：電網(wǎng)側(cè)輸入電壓峰值Us=110V，整流器直流電壓給定Udcref=220V，A相電感L1=4mH，B相電感L2=4mH，C相電感L3=4mH，儲能電容C1=150μF，直流穩(wěn)壓電容Cdc=200μF，開關(guān)頻率fs=10kHz;直流側(cè)等效負(fù)載電阻RL=100Ω。
3.1未采用有源濾波方法的單相整流仿真
在未采用有源濾波方法下，采用傳統(tǒng)單相PWM整流拓?fù)鋾r的輸入輸出仿真波形如圖12所示。
由圖12可見，未采用有源濾波方法時，單相整流器能實現(xiàn)輸出給定的直流電壓，并實現(xiàn)輸入電壓電流的相位差接近于0。但是，在直流側(cè)輸出電壓的平均值Udc=219.464V時，其輸出電壓的紋波為ΔUdc=37.558V，輸出電壓波動較大，占給定輸出電壓的17.07%。輸入電流雖然能實現(xiàn)跟隨輸入電壓相位，但其畸變較大，THD=7.72%。其傅里葉分析圖如圖13所示。
由圖13可知，輸入電流的三次諧波較大，使得電流發(fā)生畸變。由于在單相PWM整流的控制回路中，輸入電流的幅值給定是由直流輸出電壓的誤差信號經(jīng)PI調(diào)節(jié)得到的，當(dāng)直流電壓二次脈動較大時，直流電流的幅值量給定值中會相應(yīng)的引入二次脈動。輸入電流的給定值是由鎖相環(huán)產(chǎn)生的電網(wǎng)電壓的sin(ωt)和電壓環(huán)PI輸出相乘得到的，因而會使得電流給定值中含有三次諧波分量，導(dǎo)致電網(wǎng)電流畸變。而一般電網(wǎng)要求用戶的輸入交流電流THD在5%以內(nèi)，可見此時電流畸變過大，不滿足電網(wǎng)要求。
3.2采用傳統(tǒng)的有源濾波方法的單相整流仿真
采用如圖4所示的傳統(tǒng)有源濾波方法的單相PWM整流的輸入輸出仿真波形如圖14所示。由圖14a可知，傳統(tǒng)的有源濾波電路具有直流側(cè)電壓紋波抑制功能，電壓紋波為ΔUdc=10.732V。由圖14b可知，輸入電流能跟隨輸入電壓正弦變化，同時輸入電流的傅里葉分析如圖15所示。由圖15可知，電流的THD=3.924%，電流控制效果較未采用有源濾波方法有了明顯的改善。
3.3采用所提出的有源濾波方法的單相整流仿真
采用所提出的有源濾波方法的單相PWM整流的輸入輸出仿真波形如圖16所示。由圖16a可知，電路直流側(cè)能輸出穩(wěn)定的直流電壓，且此時電壓紋波僅為ΔUdc=5.382V。輸出電壓的紋波明顯小于未應(yīng)用有源濾波時，也小于采用傳統(tǒng)的有源濾波方法時的紋波，僅占輸出電壓的2.45%，是未使用有源濾波時的紋波的0.15倍。
由圖16b可知，輸入電流能跟隨輸入電壓變化，實現(xiàn)功率因數(shù)接近于1。其輸入電流的傅里葉分析如圖17所示，電流的THD=1.289%<5%，滿足電網(wǎng)對用戶的要求。圖17中，電流三次諧波從未采用有源濾波時的0.657A減小至0.0820A，電流的THD顯著減小。與本節(jié)中的分析一致，輸出電壓的二次紋波減小導(dǎo)致電流的三次諧波減小，進而使得輸入電流的THD減小。而本文所提出的有源濾波方法的輸入電流諧波分量相比于傳統(tǒng)有源濾波方法也有所減小。
由圖16c可知，相比于傳統(tǒng)單相有源濾波拓?fù)洌珹相半橋的電流應(yīng)力不變，但由于省去了D相半橋，同時B，C兩相的電流應(yīng)力減小，可見所提出的有源濾波控制方法可在節(jié)省充電器成本的同時，降低電路的損耗。
3.4實驗結(jié)果分析
依照仿真所設(shè)置的參數(shù)，本文進行實驗以驗證所提出的有源濾波方法的性能。為驗證其直流側(cè)二次紋波抑制性能，在相同參數(shù)下進行了與未使用有源濾波方法的單相整流實驗作為對比，實驗對比結(jié)果如圖18所示。本文實驗系統(tǒng)中輸入電壓有效值為110V。
由圖18可見，采用傳統(tǒng)的單相PWM整流拓?fù)鋾r，功率因數(shù)PF為0.996，THDi=6.7%，直流輸出電壓的二次脈動Δudc約為55V。當(dāng)采用所提出的有源濾波拓?fù)鋾r，功率因數(shù)PF增加至0.998，THDi減少到2.8%，且此時直流輸出電壓的低頻波動Δudc約減小到10V。圖19為額定負(fù)載時，采用和未采用有源濾波方法的兩種整流器輸入電流的傅里葉分析。與傳統(tǒng)單相整流拓?fù)湎啾龋捎帽疚乃岢龅挠性礊V波拓?fù)鋾r，輸入電流的三次諧波電流分量減少了50%以上，故此輸入電流的總諧波畸變率減小了5.1%。可見，本文所提出的有源濾波方法可實現(xiàn)直流側(cè)二次紋波抑制功能，同時降低輸入電流的THD，提高整流器的網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量。
4結(jié)論
本文在傳統(tǒng)的單相有源濾波電路的基礎(chǔ)上，分析使用了一種新型有源濾波拓?fù)洳⑻岢鱿鄳?yīng)的控制方法，用于單相PWM整流的直流電壓的二次紋波抑制。這種控制方法能實現(xiàn)通過復(fù)用半橋，控制電容儲能，同時完成PWM整流和有源濾波。能實現(xiàn)輸入電流跟隨輸出電壓呈正弦且功率因數(shù)接近于1變化，輸出穩(wěn)定的直流電壓，并能顯著減小輸出電壓紋波。與此同時，減小輸入電流畸變，改善網(wǎng)側(cè)輸入電流的THD。本文中搭建的仿真模型所得出的仿真和實驗結(jié)果驗證了所提控制方案原理的正確性和有效性。因此，本文所提出的有源濾波控制方法可以用于單相PWM整流的直流輸出電壓二次紋波的抑制。——論文作者：霍現(xiàn)旭1，項添春1，李樹鵬1，畢宇軒2